并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)諧波和環(huán)流控制王政鄭楊張兵儲凱張秀斌1（1.東南大學(xué)電氣工程學(xué)院，江蘇南京210096；2.國網(wǎng)甘肅省電力公司電力科學(xué)研究院，甘肅蘭州730050）電機(jī)電流諧波性能差的問題，提出一種并聯(lián)逆變器饋電永磁同步電機(jī)控制策略來協(xié)調(diào)控制不同并聯(lián)逆變器模塊實現(xiàn)電機(jī)總電流波形優(yōu)化，并有效地抑制并聯(lián)逆變器模塊間環(huán)流。分析并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)及并聯(lián)逆變器環(huán)流的等效電路模型，提出針對并聯(lián)逆變器PMSM調(diào)速系統(tǒng)的移相空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）技術(shù)和隨機(jī)SVPWM技術(shù)，并通過在SVPWM中動態(tài)分配零矢量作用時間來抑制各逆變器模塊間的環(huán)流。仿真和。2臺逆變器在直流側(cè)共用直流母線，交流輸出側(cè)均串聯(lián)均流電抗器。為中系統(tǒng)的等效電路圖。PMSM等效為帶有反電勢的阻感負(fù)載模型。

　　兩臺逆變器等效為兩組三相電壓源，在直流側(cè)電容中性點間通過中線連接，零序電流通過均流電抗器、直流側(cè)電容在兩臺逆變器之間流動。圖中eia、eib、eic為逆變器1的三相輸出電壓；a、ib、。為逆變器1的三相輸出電流；e2a、2b、2.為逆變器2的三相輸出電壓；i2a、2b、2c為逆變器2的三相輸出電流；ema、emb、em.為電機(jī)的三相反電勢；V1n、2n、mn分別為逆變器1、直流側(cè)電容中性點和電機(jī)中性點電壓；L1、乙、及1、及2分別為逆變器1、支路中的電感和電阻；Lm-Rm為電機(jī)電感和電阻；Ln、圪為逆變器1、間中性線電感和電阻；in為逆變器1、2之間的中線電流。

　　2控制策略為本文提出的并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)控制框圖。控制操作均是在dq.同步坐標(biāo)系下實現(xiàn)。在所示控制系統(tǒng)中，采用了傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)子磁場定向的矢量控制。兩組逆變器控制模塊共用個轉(zhuǎn)速環(huán)，將電機(jī)給定轉(zhuǎn)速值與實際轉(zhuǎn)速進(jìn)行比較，并通過PI調(diào)節(jié)器得到電機(jī)轉(zhuǎn)矩電流。將該電流除以逆變器模塊數(shù)N，得到各個逆變器模塊的q軸電流。采用這種逆變器模塊q軸電流的獲取方式也間接引入了=Rm+pLm，=心+PLn，得到系統(tǒng)在dq0同步坐標(biāo)系下的等效電路圖，如所示。eidiPe2d、e2q分別為2臺逆變器d、q軸輸出電壓，d、Pi2d、i2q分別為2臺逆-‘2=in/3為零序環(huán)流。2臺逆變器d、q軸的輸出電壓之和eid+e2d、iq+e2q作用產(chǎn)生電機(jī)電流d +i2d、iq+i2q來提供電機(jī)轉(zhuǎn)矩；電流d逆變器交叉電流，由2臺逆變器輸出電壓之差eid +e2q、id+e2q作用產(chǎn)生，該電流在2臺逆變器之間流動，不產(chǎn)生電機(jī)轉(zhuǎn)矩。零序環(huán)流0通過均流電抗器、直流電容在2臺逆變器之間流動。不同逆變器的不同開關(guān)動作和電路阻抗不匹配均會導(dǎo)致輸出電壓的差異M，由于零序電流通道上的低頻阻抗較小，因此會在2個逆變器間產(chǎn)生較大的環(huán)流。中可以看出0軸的電流與d、q軸的電流是相互獨立的。傳統(tǒng)的控制器通常只對dq0同步坐標(biāo)系下的d軸和q軸電流進(jìn)行控制，而0軸上的電流無法用d、q軸電流控制器來控制。因此并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)控制策略中，需要引入一個額外的零序電流控制環(huán)節(jié)保證系統(tǒng)正常工作。

　　2.1諧波抑制采用的移相SVPWM技術(shù)基本原理8為：若逆變器并聯(lián)單元數(shù)為N將各逆變器單元開關(guān)周期的初始相位相互錯開2n/N這樣就可以在較低的單臺逆變器開關(guān)頻率下產(chǎn)生較高的并聯(lián)逆變器等效開關(guān)頻率輸出波形。這樣既滿足了大功率開關(guān)器件對較低開關(guān)頻率的要求，又能夠改善電機(jī)電流諧波性能。

　　根據(jù)雙重傅里葉變換理論，所有基于載波調(diào)制的PWM波都具有調(diào)制波和載波的雙重頻率特性。

　　源于電機(jī)磁鏈的跟蹤控制，而中給出了SVPWM的調(diào)制波通用表達(dá)式，即在相電壓調(diào)制波中注入3次及3的倍數(shù)次諧波，而在線電壓調(diào)制波中3次及3倍數(shù)次諧波自然消除，因此線電壓的調(diào)制波將呈現(xiàn)為正弦波。AB相間線電壓的調(diào)制波和A相電壓具體數(shù)學(xué)表達(dá)式分別為根據(jù)SPWM的類似分析方法，推得SVPWM線電壓的雙重傅里葉級數(shù)為從式（7）中，可以得到以下結(jié)論：1）逆變器并聯(lián)單元總的輸出線電壓基波幅值為率；n為n階貝塞爾函數(shù)，Dmn為雙重傅里葉變換系數(shù)。

　　時間（10ms/格）頻率/kHz（a）無環(huán)流控制時間（1ms/格）（b）有環(huán)流控制時間（1ms/格）（c）無環(huán)流控制時間（1ms/格）（d）有環(huán)流控制穩(wěn)態(tài)實驗波形圖硯（c）隨機(jī)開關(guān)頻率SVPWM 0電機(jī)電流實驗波形和諧波頻譜圖（b）隨機(jī)開關(guān)頻率SVPWM）突減加轉(zhuǎn)速1比較了實驗中采用隨機(jī)SVPWM策略前后的輸出線電壓的頻譜。1（a）為傳統(tǒng)固定開關(guān)頻率SVPWM的頻譜，而1（b）為隨機(jī)開關(guān)頻率SVPWM的頻譜。從1（b）中看出，同電流頻譜分析致，采用隨機(jī)開關(guān)頻率SVPWM后，線電壓頻譜中的尖峰變得平滑，諧波能量平均分配在一個較寬的頻段。

　　1實驗線電壓頻譜為在采用移相SVPWM技術(shù)和零序環(huán)流控制下的并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)實驗波形圖。n為電機(jī)轉(zhuǎn)速為q軸電流，q為q軸實際電流為d軸電流與d軸實際電流誤差值。2（a）、（b）中，系統(tǒng)在q時刻轉(zhuǎn)速由600r/min突減到500r/min，在t2時刻突升至600r/min.該過程中，系統(tǒng)轉(zhuǎn)速響應(yīng)速度快，幾乎沒有超調(diào)。由于速度外環(huán)的影響，q軸電流和在逆變器電流在突變時刻有定過沖，但之后較快地達(dá)到穩(wěn)態(tài)。d、q軸實際電流能夠一直很好地跟蹤電流。2（c）、（d）中，系統(tǒng)在q時刻突加負(fù)載，在t2時刻突卸負(fù)載。同樣，軸電流響應(yīng)快，迅速跟蹤負(fù)載達(dá)到穩(wěn)定值。轉(zhuǎn)速在突變時刻基本穩(wěn)定。

　　時間（1s/格）（a）突減加轉(zhuǎn)速電機(jī)電流中特定開關(guān)次數(shù)的開關(guān)諧波。隨機(jī)開關(guān)頻率SVPWM控制策略可以削除電機(jī)電流中的開關(guān)頻率倍數(shù)附近的諧波尖峰，同樣改善電機(jī)電流諧波性能。采用環(huán)流抑制環(huán)節(jié)后可以有效地消除電路中的環(huán)流，并且該控制策略在調(diào)速和突變負(fù)載的動態(tài)過程中，逆變器能夠很好地均分負(fù)載電流，動態(tài)響應(yīng)速度快，保證了電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)能夠正常工作。

　　4結(jié)語本文提出了一種用于并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)的高性能控制策略。分析了2臺并聯(lián)逆變器饋電PMSM調(diào)速系統(tǒng)等效電路，得到了dq0坐標(biāo)系下的電機(jī)電流、逆變器交叉電流和零序環(huán)流的等效電路。提出了針對并聯(lián)逆變器饋電電機(jī)系統(tǒng)的移相SVPWM和隨機(jī)SVPWM策略，對相應(yīng)的電機(jī)中諧波進(jìn)行了分析。針對電路中可能存在的零序環(huán)流，論文采用了基于動態(tài)分配SVPWM零矢量作用時間的零序環(huán)流抑制策略。但由于系統(tǒng)中增加了環(huán)流抑制環(huán)節(jié)，零矢量一直以開關(guān)頻率在連續(xù)變化，這加劇了系統(tǒng)的抖動，增大了系統(tǒng)參數(shù)的配置難度。論文搭建了基于TMS320F2812的DSP實驗平臺，仿真和實驗結(jié)果驗證了論文提出的控制策略可以有效改善電流諧波性能，抑制電路中的零序環(huán)流，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度快，穩(wěn)態(tài)性能良好。另外，對于多個并聯(lián)逆變器系統(tǒng)，增加一個模塊只需相應(yīng)地增加電流控制器以及環(huán)流控制器，系統(tǒng)易于模塊化拓展。